Analisi e verifica di architetture per il condizionamento dei segnali in un power line modem integrato.

Introduzione
V
• CAP.4:  FILTRI A TRASCONDUTTANZA :  si introducono i principi di
funzionamento e le caratteristiche peculiari dei filtri a trasconduttanza;
successivamente, tramite una serie di misure, si fornisce la caratterizzazione di un
filtro a 8 poli del dispositivo PLM, gi  integrato su test-chip.
• CAP.5:  OSCILLATORI QUARZATI :  si illustrano innanzi tutto le
caratteristiche salienti dei quarzi; poi si realizza un oscillatore quarzato e si
effettuano le misure necessarie per definire esattamente le sue caratteristiche;
infine si caratterizza una versione integrata di un oscillatore sottosoglia.
• CAP.6:  BIT ERROR RATE :  si illustrano le prove di Bit Error Rate effettuate
sullo stadio di ricezione e i risultati ottenuti.
• CAP.7:  LA SCHEDA DI VALUTAZIONE : viene descritta passo per passo
la progettazione della scheda completa che sar  usata per il debugging del
dispositivo.
Capitolo 1
Telemetria e Domotica
In questo capitolo si introducono i concetti di Telemetria, Domotica e di Power Line
Modem, chiarendo di cosa si tratta e quale sia l idea alla base della loro nascita; si
d  inoltre una visione panoramica dei possibili sviluppi e utilizzi di questa
innovazione tecnologica. Infine si illustrano alcuni aspetti delle normative vigenti
riguardanti questi dispositivi.
1.1. Telemetria
Le recenti normative per la fornitura dell energia elettrica e il previsto ingresso sul
mercato di nuovi gestori porteranno ad un servizio con tariffe differenziate per giorni
e fasce orarie. Questa innovazione (che si realizzer  nel giro di pochi anni) non Ł
attuabile in modo semplice e versatile con i vecchi contatori meccanici, ma richiede
l adozione di apparecchiature intelligenti, in grado di comunicare con la centrale.
Sar  cos  possibile effettuare la lettura dei consumi in remoto, disabilitare e bloccare
l uso di energia agli utilizzatori morosi, ma soprattutto inviare il cambio di tariffa al
contatore, il quale si adeguer  senza che sia necessario agire manualmente su di esso;
in questo modo si avr  un servizio piø efficiente ed economico. L adozione di
contatori intelligenti permetter  a lungo termine di svolgere anche altre funzioni
rivoluzionarie, quali una gestione intelligente dei consumi energetici, facendo
interagire il contatore con gli apparecchi utilizzatori presenti nelle abitazioni.
Capitolo 1   Telemetria e domotica
2
Fig.1.1: Tipica configurazione di rete domestica.
1.2. Domotica
In questi ultimi anni si Ł andato sempre piø sviluppando anche un altro settore nel
mercato dell elettronica di consumo: la  Domotica , ossia l automazione
dell ambiente domestico. Le indagini nel settore [1] indicano una forte richiesta di
automazione in casa, dovuta soprattutto alla necessit  di maggiore comodit  e di
miglioramento dell efficienza energetica [2]. Le principali aree applicative attuali
comprendono il controllo dell illuminazione, lavatrici e lavastoviglie, allarmi
antifurto e antincendio, sistemi di riscaldamento e condizionamento. Un tipico
esempio di rete domestica [3] Ł rappresentato in [fig.1.1]: i vari sistemi comunicano
fra loro per ottimizzare il funzionamento e il rendimento. In questo modo, dove ci
sono limiti di consumo energetico, diversi apparecchi possono negoziare le singole
esigenze di energia, decidendo per esempio di operare in momenti diversi per evitare
inutili picchi nella richiesta di corrente; oppure, interagendo con la centrale di
fornitura del servizio, attivarsi nelle ore del giorno in cui la tariffa Ł inferiore. Infine,
Capitolo 1   Telemetria e domotica
3
interfacciando il sistema con la normale rete telefonica si rende possibile il controllo
remoto delle apparecchiature.
1.3. Power Line Modem
Le esigenze di telemetria e il continuo sviluppo della domotica hanno portato alla
realizzazione di appositi dispositivi di comunicazione preposti a queste funzioni.
Volendo fare comunicare tra loro tutti i diversi apparecchi presenti in una casa,
compresi i sistemi di climatizzazione, allarme, gestione idrica ed elettrica, Ł difficile
pensare di cablare appositamente una rete locale (Local Area Network, LAN),
soprattutto nelle abitazioni nate senza alcuna predisposizione. La soluzione adottata Ł
pertanto quella di sfruttare la rete elettrica naturalmente presente in ogni
appartamento, che rappresenta un alternativa semplice ed economica al problema. Da
questo concetto nasce il  Power Line Modem (PLM) , ossia un modem
appositamente studiato per comunicare sulle linee elettriche esistenti. In questo modo
ogni apparecchio dotato del PLM entra a far parte della rete di comunicazione
semplicemente nel momento in cui viene collegato alla linea elettrica necessaria per
la sua alimentazione, senza bisogno di alcun cablaggio particolare nØ di alcun
accessorio esterno; tutto ci , oltre agli indubbi vantaggi economici, rende molto
semplice anche eventuali modifiche o aggiornamenti dell installazione.
1.4. Normative
Per la progettazione del dispositivo PLM si sono prese a riferimento le normative
europee che stabiliscono i parametri a cui devono sottostare tali apparecchi. In
particolare sono state osservate le norme CENELEC
1
 EN 50065-1
2
 riguardanti la
trasmissione di segnali su reti elettriche a bassa (BT) e media (MT) tensione. Tali
normative stabiliscono i requisiti essenziali del protocollo di trasmissione, i livelli dei
                                                
1
 Comitato Europeo di Normalizzazione Elettrotecnica.
2
 Il testo integrale di tali normative Ł riportato in appendice C.
Capitolo 1   Telemetria e domotica
4
segnali, i limiti di disturbo, i sistemi di sicurezza dell apparecchiatura e i metodi di
misura da utilizzare per valutare l entit  di questi parametri. La banda adibita alla
trasmissione dei dati spazia dai 3 ai 148.5kHz con limitazioni variabili: l uso della
banda da 3 a 95kHz Ł riservata ai fornitori di energia elettrica per la telemetria,
mentre la banda da 95 a 148.5kHz Ł adibita alle applicazioni di domotica; in
particolare, per le trasmissioni comprese tra 125 e 140kHz si richiede un protocollo
d accesso standard, che prevede una frequenza centrale di riconoscimento pari a
132.5kHz
3
 con livelli del segnale ben precisi. Rilevante Ł inoltre la problematica
relativa ai disturbi irradiati e soprattutto condotti; infatti, dato che tali dispositivi
nascono per essere inseriti in ogni apparecchiatura dell ambiente domestico, Ł di
fondamentale importanza che non interferiscano con il corretto funzionamento degli
altri componenti e che a loro volta non vengano disturbati dall esterno. Considerando
che la trasmissione avviene direttamente sulla linea elettrica, si deve quindi porre
molta attenzione ai disturbi condotti, in particolare alle armoniche prodotte dagli
stadi non lineari presenti nel dispositivo; a questo proposito, le norme CENELEC
stabiliscono una maschera relativa ai livelli ammessi dei disturbi alle varie frequenze.
Specifiche piø dettagliate riguardanti i disturbi ammessi e i rapporti segnale/rumore
desiderati sono stabilite nelle normative ENEL DH-028
4
, come anche le condizioni
sperimentali in cui sono state effettuate le misure relative
5
. Ulteriori prescrizioni
presenti in entrambe le normative stabiliscono parametri rigorosi per la sicurezza
dell utilizzatore e dell apparecchiatura sia durante il funzionamento regolare sia in
condizioni di eventuale guasto, dettando gli accorgimenti necessari per evitare che la
tensione di rete venga a contatto con il dispositivo.
                                                
3
 Come si vedr  nel cap.2, questa sar  proprio la frequenza centrale della nostra modulazione FSK.
4
 Il testo integrale di tali normative Ł riportato in appendice B.
5
 Queste specifiche verranno analizzate dettagliatamente nel cap.6 durante i test di Bit Error Rate.
Capitolo 2
Il ricevitore
In questo capitolo si descrive la realizzazione a componenti discreti dello stadio di
ricezione del PLM. Si introducono dapprima alcuni concetti teorici relativi al
sistema di modulazione su cui si basa il dispositivo; successivamente si illustrano la
progettazione e la realizzazione della board; infine si descrivono i risultati dei test
effettuati per verificare la corrispondenza con i dati teorici previsti.
2.1. Il sistema di trasmissione
Il sistema di trasmissione dei dati utilizzato dall ST7538 Ł la modulazione numerica
a spostamento di frequenza (Frequency Shift Keying, FSK) [4]; tale particolare
modulazione di frequenza (Frequency Modulation, FM), spesso usata per trasmettere
dati a bassa velocit  sulle linee telefoniche, ha in generale gli stessi vantaggi della
trasmissione FM analogica: forte reiezione verso le modulazioni di ampiezza spurie e
possibilit  di spingere gli amplificatori in saturazione. Nella modulazione FSK la
sequenza di impulsi binari rettangolari di durata T=1/f
s
 provoca nell intervallo T
l emissione di due segnali in genere sinusoidali a frequenze diverse (detti  toni ):
tAts
tAts
pp
pp
⋅∆+⋅=
⋅∆−⋅=
)cos()(
)cos()(
1
0
ωω
ωω
(2.1)
con: 0 ≤ t ≤ T
Capitolo 2   Il ricevitore
6
Precisamente, s
0
(t) rappresenta il bit 0 e s
1
(t) il bit 1. Nel caso dell ST7538 vengono
usate delle onde quadre, ma il principio di funzionamento resta il medesimo; le
frequenze utilizzate per le prove sono:
f
0
=131.9kHz per il bit 0
f
1
=133.1kHz per il bit 1
ovvero una frequenza portante f
0
=132.5kHz, con una deviazione di frequenza pari a
∆f=±600Hz. La scelta di operare con tali frequenze nasce dalla considerazione che
questo Ł il caso peggiore in cui ci si pu  trovare, in quanto il segnale demodulato ha
l ampiezza piø piccola possibile
1
.
2.1.1. Demodulazione FSK
La ricostruzione del segnale ricevuto viene effettuata tramite un demodulatore
coerente. Il coefficiente di correlazione ρ Ł [5]:
RR
EE
dttsts
10
10
)()(
∫
+∞
∞−
=ρ (2.2)
ovvero:
R
T
ppp
E
dtttA
∫
⋅∆+⋅∆−
=
0
2
)cos()cos( ωωωω
ρ (2.3)
essendo inoltre:
2
1
TA
EEE
T
p
RRoR
⋅
=== (2.4)
                                                
1
 Il perchØ di tale scelta verr  chiarito meglio nel par.2.2 e nel cap.3
Capitolo 2   Il ricevitore
7
si trova:
T
T
ω
ω
ρ
∆
∆
≅
2
)2sin(
(2.5)
Normalmente le due frequenze vengono scelte in modo da rendere ortogonali i due
segnali (2.1). In questo caso la potenza media trasmessa nella sequenza infinita di
impulsi Ł uguale alla potenza media trasmessa per il singolo impulso, ed Ł quindi
possibile riferirsi a quest ultima nei calcoli successivi. Per ottenere l ortogonalit  si
deve imporre ρ=0, quindi dalla (2.5) si ha:
44
s
f
k
T
k
f ==∆ (2.6)
con k=1, 2,  
Per minimizzare la banda occupata, si usa la distanza minima tra i due toni, data da:
2
2
min
s
f
f =∆ (2.7)
ovvero, nel nostro caso specifico, 2∆f
min
=300Hz. Cos  facendo la banda occupata
risulta approssimativamente essere:
ssss
fffffB ⋅=+=+∆= 5.22222 (2.8)
con:
• ∆f=massima deviazione di frequenza
• f
s
=massima frequenza contenuta nel segnale modulante
Nel caso specifico dell ST7538, come gi  detto in precedenza, si usa 2 ∆f = 2⋅2∆f
min
=
600Hz.
Capitolo 2   Il ricevitore
8
2.2. Realizzazione della board
La realizzazione a componenti discreti del demodulatore FSK parte dallo schema di
principio:
Fig.2.1: Schema di principio del demodulatore FSK.
Sono necessari quindi una porta xor, un blocco di ritardo e un filtro passa-basso che
trasforma l onda quadra in uscita in un livello di tensione continua. Come xor si Ł
scelto il componente HCF4030B, in cui sono presenti quattro porte. Si Ł poi deciso di
realizzare il blocco di ritardo usando una catena di semplici flip/flop di tipo  D 
contenuti in numero di otto nel chip M74HC574B (Octal Edge Trigger). Il ritardo
necessario si dimensiona in base alle frequenze in uso e si calcola dalla (2.5):
ssTT
r
µµ 887.14/547.74
0
=≅= (2.9)
I due segnali, quello entrante e quello ritardato, sono visibili in [fig.2.2]. In [fig.2.3] Ł
invece rappresentata la forma d onda del clock utilizzato: Ł evidente il limite di
approssimazione dell onda quadra a 12MHz generata dal generatore di segnale.
Vin
clock
VoutPassa
Basso
X-OR
τ
Capitolo 2   Il ricevitore
9
Fig.2.2: Il segnale entrante e quello ritardato di … di periodo.
Fig.2.3: Segnale di clock del sistema, f
ck
=12MHz.
Capitolo 2   Il ricevitore
10
Con una frequenza di clock f
ck
=12MHz, ossia con T
ck
=83.33ns, si trova che il
numero di flip/flop necessari Ł:
64.22
33.83
887.1
4
0
=≅
⋅
=
ns
s
T
T
N
ck
bit
µ
(2.10)
per cui Ł necessario usare 22 o 23 bit; con tre chip M74HC574B Ł stata quindi
realizzata una cascata di flip/flop di cui Ł possibile selezionare l uscita dal 21  al 24 
bit; cos  facendo viene lasciata la possibilit  di verificare il funzionamento del
demodulatore in diverse condizioni anche non ottimali. Per quanto riguarda il filtro,
si Ł deciso per un semplice passa-basso L-C a due poli; in questo modo si ottiene un
filtraggio migliore rispetto al piø semplice singolo polo R-C senza peraltro avere
un inutile dissipazione sulla resistenza.
Fig.2.4: Schema del filtro L-C utilizzato.
Per il dimensionamento, considerando che i dati vengono trasmessi con una
frequenza di 1200bit/s ossia con f
s
=1200Hz, si sceglie una banda pari a:
B=2⋅f
s
=2400Hz. La funzione di trasferimento del filtro Ł:
LC
s
LCs
fH
1
1
1
)(
2
±=⇒
+
= (2.11)
Capitolo 2   Il ricevitore
11
con L=1mH si ottiene:
F
mHkHz
C µ
pi
4.4
1)4.22(
1
2
=
⋅⋅
= (2.12)
All uscita del filtro si avr  pertanto un valore continuo di tensione proporzionale alla
frequenza del segnale in ingresso secondo la seguente relazione:
V
f
f
VV
f
ff
V
TT
out
5.25.25.2
00
0
⋅=+⋅
−
= (2.13)
dove si pu  esprimere la ∆V
out
 ottenuta come:
V
f
ff
V
T
out
5.2
0
0
⋅
−
=∆ (2.14)
Con le frequenze in uso, si trovano valori di circa ±11.3mV intorno al valore medio
di 2.5V.
Dopo le prime misure per verificare il corretto funzionamento della board, si Ł deciso
di operare alcune modifiche per migliorare il sistema: si Ł aggiunto un buffer digitale
sull uscita della xor per migliorare la capacit  di pilotaggio del carico (e del filtro).
Per non alterare il segnale d uscita della xor, il tempo di commutazione t
c
 della
tensione V
c
 del condensatore deve essere molto minore del semiperiodo del segnale;
in prima approssimazione, trascurando l effetto dell induttore e considerando che il
segnale va a regime in un tempo pari a qualche τ, si pu  stimare un tempo accettabile
dalla seguente formula:
s
sT
t
s
c
µ
µ
7.41
10
2833
10
2
=== (2.15)
Capitolo 2   Il ricevitore
12
AffinchØ la tensione del condensatore passi da 0V a 5V nel tempo dato dalla (2.15), Ł
necessaria una corrente pari a:
mA
s
V
F
t
V
CI
c
c
c
53.0
7.41
5
4.4 =⋅=
∆
∆
⋅=
µ
µ (2.16)
Dal data-sheet dell HCF4030B [6] il valore minimo della corrente di uscita I
o
 a 5V
risulta essere:
I
o,min
=0.44mA @ 25 C
che Ł evidentemente insufficiente. Si Ł scelto al suo posto il componente
CD74HC4049E con sei buffer invertenti, di cui se ne sono utilizzati quattro in modo
da seguire una legge geometrica come in [fig.2.5].
Fig.2.5: Buffer digitale.
Il data-sheet dell HC4049 [7] d  una corrente minima di uscita I
o
 a 5V pari a:
I
o,sink
= 3.2mA @ 25 C
I
o,drive
= -0.51mA @ 25 C
Capitolo 2   Il ricevitore
13
Considerando il valore minore, si ottiene una corrente massima in uscita di:
mAI
out
53.151.03 =⋅= (2.17)
sicuramente piø che sufficienti per il nostro scopo.
Per ridurre ulteriormente i disturbi si sono filtrate le alimentazioni, piazzando su ogni
integrato un condensatore da 100nF tra i due pin di alimentazione; si Ł cercato in
questo modo di limitare eventuali spikes che vengono generati dalla veloce
commutazione delle porte logiche digitali, che potrebbero facilmente propagarsi
tramite le alimentazioni a tutto il circuito. Per sicurezza, pur utilizzando un
opportuno alimentatore stabilizzato, si Ł filtrata anche l alimentazione mettendo due
condensatori, C
1
=10µF elettrolitico e C
2
=1µF poliestere.
2.2.1. Il comparatore
Un idea per valutare meglio la qualit  dell uscita Ł quella di mettere un comparatore
dopo il filtro, in modo da distinguere chiaramente i due livelli possibili
corrispondenti ai due bit demodulati; si Ł utilizzato un MAX944 contenente quattro
comparatori. Come gi  illustrato in precedenza, il segnale in uscita dal filtro ha un
valore medio V
rif
=2.5V e un valore di picco di circa 11mV; il fatto di usare un
numero di bit non esattamente corrispondente al risultato della (2.10) provoca un
offset che sposta il valore della tensione di riferimento; perci  Ł necessario avere una
soglia molto precisa e regolabile per poter far scattare il comparatore. Lo
spostamento in tensione si calcola come:
V
f
ff
V
R
rif
5.2
0
0
⋅
−
=∆ (2.18)
dove:
f
0
=frequenza teorica della portante
f
R
=frequenza reale della portante