2
scheda a 16 bit si sono quindi usati di filtri RC che permettono di avere una
sinusoide con maggiore risoluzione equivalente, necessaria per poter
applicare il test ad istogramma il piø vicino possibile alle condizioni poste
dalla teoria.
Analoghe prove sono state effettuate nel dominio della frequenza usando la
FFT (Fast Fourier Trasform), anch essa implementata in LabVIEW, in modo
da poter confrontare i risultati di due algoritmi che sfruttano principi diversi
di valutazione.
3
CAPITOLO 1
COMPONENTI DEL SISTEMA DI
ACQUISIZIONE
1.1 INTRODUZIONE
Per poter eseguire bene un test bisogna innanzitutto conoscere in modo
approfondito le caratteristiche tecniche degli strumenti utilizzati nella prova,
in modo da non commettere errori a monte del dispositivo sotto test.
1.2 IL GENERATORE DI FUNZIONI
HP 33120A Ł un generatore sintetizzatore di funzioni ad alte prestazioni a
15 MHz con funzione incorporata di generatore di forme d onda arbitrarie.
L insieme di caratteristiche offerto da questo generatore di funzioni ne fa la
soluzione ideale ed altamente versatile per le esigenze di collaudo. Questo
generatore pu fornire 5 forme d onda standard: sinusoidale, quadra,
triangolare, a dente di sega e di rumore. E anche possibile creare una forma
d onda personalizzata. Si possono inoltre modulare internamente le forme
d onda standard (comprese quelle arbitrarie) usando la modulazione AM,
FM, FSK, o BURST.
4
A seconda della funzione che si vuole realizzare varia l intervallo della
frequenza in uscita che, nel nostro caso (onda sinusoidale), va da 100 µ Hz a
15 MHz. Per quanto riguarda invece l intervallo della ampiezza in uscita esso
dipende dalla funzione selezionata e dalla terminazione di uscita. Per un onda
sinusoidale
1
l ampiezza pu variare da un minimo di 100 mVpp ad un
massimo di 20 Vpp per carichi di alta impedenza di uscita (l impedenza di
ingresso della scheda Ł 20 GΩ ).
La conoscenza del funzionamento di questo generatore Ł di fondamentale
importanza poichØ influenza i risultati ottenuti dai test.
1.2.1 Funzionamento: concetti di base
I metodi di elaborazione dei segnali digitali sono usati in numerose
applicazioni di tutti i giorni. Che si tratti di un apparecchio audio per la
riproduzione di un compact disc o di una tastiera con sintetizzatore
elettronico, Ł naturale pensare ai metodi di generazione digitale dei segnali
per creare o riprodurre facilmente forme d onda complesse.
HP 33120A usa una tecnica di generazione dei segnali chiamata sintesi
digitale diretta, o DDS. Il principio di base della tecnica DDS non Ł dissimile
da quello usato da un apparecchio audio per compact disc. Come mostra la
figura 1.1:
1
¨ la forma d onda utilizzata per il test ad istogramma.
5
Figura 1.1:Schema generico sistema audio digitale
per un sistema audio digitale, un flusso di dati digitali che rappresentano la
forma campionata del segnale analogico viene indirizzata in modo
sequenziale da un disco. Questi dati sono applicati alla porta digitale di un
convertitore digitale-analogico (DAC), che viene fatto funzionare con una
frequenza di clock costante. I dati digitali vengono a questo punto convertiti
in una serie di valori di tensione che approssimano la forma d onda del
segnale analogico d origine. Dopo aver filtrato questi valori di tensione, si
riproduce la forma d onda del segnale analogico originale. I dati in arrivo
possono avere qualunque forma arbitraria, corrispondente ai requisiti imposti
dal convertitore DAC impiegato (ad esempio, 16 bit per gli apparecchi audio
digitali).
Un generatore di segnali a sintesi digitale diretta (DDS) differisce da un
riproduttore audio-digitale a causa dell estrema precisione con cui controlla
l ingresso del flusso di dati nel DAC. In un sistema DDS, i valori di ampiezza
per un ciclo completo della forma d onda in uscita vengono memorizzati in
modo sequenziale in una memoria ad accesso casuale (RAM): non appena
cambiano gli indirizzi della RAM, il DAC converte i dati della forma d onda
in una forma d onda di tensione. La frequenza della forma d onda di tensione
CK
D/A
DATI FILTRO
ANTI-ALIAS
Amplificatore
6
Ł proporzionale alla frequenza con la quale cambiano gli indirizzi della
RAM.
Il generatore HP33120A rappresenta i valori di ampiezza con 4096 livelli
discreti di tensione (ovvero una risoluzione verticale di 12 bit). Le forme
d onda possono contenere da 8 a 16000 punti di valori con ampiezza di 12
bit. Il numero di punti contenuti nella RAM, che rappresentano un ciclo
completo della forma d onda, viene chiamato lunghezza o risoluzione
temporale: ogni indirizzo della RAM corrisponde ad un incremento di fase
pari a 360 /punti, dove punti Ł la lunghezza della forma d onda; pertanto, gli
indirizzi sequenziali della RAM, contengono i valori di ampiezza dei singoli
punti (da 0 a 360 ) della forma d onda. I generatori a sintesi digitale diretta
(DDS) usano una tecnica ad accumulazione di fase per controllare la gestione
degli indirizzi RAM della forma d onda. Invece di usare un contatore per
generare indirizzi RAM sequenziali, si usa un sommatore : ad ogni ciclo di
clock la costante caricata nel registro di incremento della fase (PIR) viene
aggiunta al risultato corrente contenuto nell accumulatore di fase (vedi figura
1.2).
Figura 1.2:Diagramma a blocchi del meccanismo di accumulazione di fase
I 14 bit (2
14
=16384 indirizzi RAM) piø significativi dell uscita prodotta
dall accumulatore di fase vengono usati per indirizzare la RAM della forma
Registro
di
incremento
di fase
Registro di
fase
CK
48 bit
48 bit
48 bit
MSB s
(14 bits)
7
d onda per HP33120A. Cambiando la costante PIR, il numero di cicli di
clock richiesti per far passare l intera forma d onda nella RAM cambia, e di
conseguenza cambia la frequenza d uscita. Quando nel registro si carica una
nuova costante PIR, la frequenza di uscita della forma d onda cambia fase in
continuazione secondo il successivo ciclo di clock.
Il generatore HP33120A usa un accumulatore di fase a 48 bit che produce
una risoluzione in frequenza interna
2
Fclk/2
48
ovvero circa 142 nHz. L uscita
dell accumulatore di fase (i 14 bit piø significativi) fa passare in modo
sequenziale tutti gli indirizzi RAM per i valori PIR piø piccoli (frequenze
basse). Quando per il PIR viene caricato con un valore piø grande, l uscita,
dell accumulatore di fase salta alcuni indirizzi RAM, eseguendo una
campionatura automatica dei dati memorizzati nella RAM. Pertanto,
all aumentare della frequenza d uscita diminuisce il numero di valori
campione forniti per ogni ciclo della forma d onda. In effetti, nei successivi
cicli della forma d onda possono essere generati diversi gruppi di punti. La
massima frequenza in uscita, con la condizione che ogni punto del segnale
contenuto nella RAM sia generato ad ogni ciclo della forma d onda, Ł
definita da:
F
uscita
=F
clk
/punti (1.1)
In base al teorema di Nyquist, il numero minimo di punti richiesto per
riprodurre fedelmente una forma d onda, determina anche, usando la formula
precedente, la massima frequenza utile in uscita.
8
1.2.2 Imperfezioni del segnale
La maggior parte delle imperfezioni dei segnali sono piø facili da osservare
nel dominio della frequenza usando un analizzatore di spettro. La teoria della
campionamento Ł in grado di prevedere posizione e ampiezza dei segnali
spuri risultanti dai processi di campionamento usati dai generatori DDS. In
effetti, dato che i generatori DDS usano una frequenza di campionamento
fissa (40 MHz per HP 33120A), i segnali spuri possono essere rimossi con un
filtro anti-aliasing a frequenza fissa. Nella generazione delle onde
sinusoidali, si usa un filtro ellittico del nono ordine a 17 MHz, che fornisce
un taglio netto (attenuazione superiori ai 60 dB per segnali a frequenza
maggiore di 19 MHz). Nella generazione di onde non sinusoidali, si usa un
filtro di Bessel del settimo ordine da 10 MHz. Il filtro di Bessel fornisce un
minore roll-off di ampiezza nel filtraggio anti-aliasing, ma mantiene una
risposta di fase lineare per ridurre al minimo la distorsione di forma dei
segnali complessi. Il generatore in esame seleziona automaticamente il filtro
adatto quando si seleziona la funzione di uscita.
Tutti i convertitori digitali/analogici, compresi quelli usati nei generatori
DDS, producono segnali spuri, che ne riducono le prestazioni. Questi segnali
spuri sono correlati nelle armoniche al segnale di uscita desiderato. Alle
frequenze piø basse, il DAC con forme d onda a 12 bit di HP 33120A
produce segnali spuri prossimi al livello di -74 dBc (decibel sotto la
portante). Alle frequenze di uscita piø alte, ulteriori errori del DAC
producono componenti spurie non armoniche. Queste componenti sono
segnali fold back , o alias, spostati ad una frequenza compresa nella
2
F
clk
=40MHz.
9
larghezza di banda del segnale. Un DAC ideale produce anche un rumore di
base a larga banda, dovuto alla quantizzazione dell ampiezza.
Il rumore di base per un DAC a 12 bit Ł prossimo al livello di -74 dBc; ci
corrisponde ad una densit di rumore pari a -148 dBc/Hz per uscite
sinusoidali.
Un altro tipo di errore della forma d onda visibile nel dominio della
frequenza Ł l errore di troncamento di fase. Questo errore deriva dalla
quantizzazione nel tempo della forma d onda in uscita. Tutte le volte che una
forma d onda Ł descritta da un numero finito di punti in orizzontale
(lunghezza), il campionamento causa un errore di troncamento della fase. I
segnali spuri causati dal troncamento di fase introducono un jitter nella forma
d onda in uscita. Questo fenomeno pu essere visto come uno spostamento di
tempo e di fase degli incroci del segnale in uscita con lo zero.
Il troncamento della fase causa una modulazione della fase del segnale in
uscita, che genera a sua volta armoniche spurie. Per le frequenze in uscita piø
basse, l accumulatore di fase periodicamente non passa agli indirizzi RAM
successivi, facendo s che il DAC fornisca la stessa tensione registrata nel
precedente ciclo di clock. Pertanto, la fase slitta all indietro di 360 /punti
prima di riprendere ad andare avanti. Quando gli incrementi di indirizzo della
RAM sono uguali in ogni ciclo del segnale di uscita, l errore di troncamento
della fase e il jitter sono nulli. Tutte le forme d onda standard sono generate
con almeno 1600 punti di forma d onda, con il risultato che i segnali spuri
sono al di sotto del livello di rumore di base in larga banda del DAC.
Si riportano, infine, le caratteristiche tecniche di purezza spettrale del
generatore di funzioni d onda HP33120A fornite dal costruttore:
10
Massima frequenza 15MHz
DISTORSIONE ARMONICA
CC-20kHz -70dBc
20kHz-100kHz -60dBc
100kHz-1MHz -45dBc
1MHz-15MHz -35dBc
DISTORSIONE ARMONICA TOTALE
CC-20kHz 0.04%
SPURIO(non armonico)
CC-1MHz <-65dBc
>1MHz <-65dBc+6dB/ottava
RUMORE DI FASE
<-55dBC in banda da 30kHz
Tabella 1.1:. HP33120A caratteristiche di purezza spettrale.
Ulteriori caratteristiche tecniche possono essere viste sul manuale del
generatore.
11
1.3 SCHEDA ACQUISIZIONE DATI:
CARATTERISTICHE
La scheda sotto test fa parte di una serie di schede della NATIONAL
INSTRUMENTS aventi prestazioni molto elevate, in quanto realizzate con la
tecnologia piø avanzata e rappresentano i modelli di punta della societ
americana. La sigla di serie che le caratterizza Ł AT-MIO E e in particolare
quella usata, l AT-MIO-16XE-50, Ł attualmente la scheda con le prestazioni
migliori della serie.
Le AT-MIO E sono completamente Plug and Play, cioŁ non hanno switch o
potenziometri per la configurazione, risultando quindi molto semplici da
installare in un qualsiasi personal computer. Vista dall esterno ha 68 pin, tra
cui i piø importanti sono i 16 canali di ingresso analogici, i 2 canali di uscita
analogici e gli 8 canali digitali ingresso-uscita; avendo usato la scheda per
acquisire dati di tipo analogico saranno di nostro particolare interesse solo le
caratteristiche relative agli ingressi analogici. Avendo, come detto 68 pin, la
scheda per essere adattata alla porta parallela del computer che ha 50 pin,
necessita di una basetta e di un cavo (R6850 o SH6850) che colleghi il PC
alla scheda.
I 50 piedini a disposizione sono mostrati nella tabella 1.2:
12
AIGND 1 2 AIGND
ACH0 3 4 ACH8
ACH1 5 6 ACH9
ACH2 7 8 ACH10
ACH3 9 10 ACH11
ACH4 11 12 ACH12
ACH5 13 14 ACH13
ACH6 15 16 ACH14
ACH7 17 18 ACH15
AISENSE 19 20 DAC0OUT
DAC1OUT 21 22 EXTREF
AOGND 23 24 DGND
DIO0 25 26 DIO4
DIO1 27 28 DIO5
DIO2 29 30 DIO6
DIO3 31 32 DIO7
DGND 33 34 +5 V
+5 V 35 36 SCANCLK
EXTSTROBE 37 38 PFI0/TRIG1
PFI1/TRIG2 39 40 PFI2/CONVERT
PFI3/GPCTR1_SOURCE 41 42 PFI4GPCTR1_GATE
GPCTR1_OUT 43 44 PFI5/UPDATE
PFI6/WFTRIG 45 46 PFI7/STARTSCAN
PF18/GPCTR0_SOURCE 47 48 PF19/GPCTRO0_GATE
GPCTR0_OUT 49 50 FREQ_OUT
Tabella 1.2:Disposizione dei PIN nella basetta di adattamento
All interno della scheda c Ł un amplificatore operazionale programmabile
(PGIA) che viene utilizzato in maniera diversa a seconda di quale
configurazione di collegamento viene utilizzato .Il PGIA pu essere
schematizzato come in figura 1.3:
13
Vin
+
+
PGIA +
- Vm Vm = [Vin Vin ] gain
+-
−⋅
Vin
-
-
Figura 1.3:Schema di principio dell amplificatore programmabile
Questa scheda permette di selezionare via software tre tipi di configurazioni:
NRSE, RSE o DIFF. Le configurazioni NRSE ed RSE sono relative ad una
connessione single-ended cioŁ il positivo del segnale da acquisire va
collegato ad uno dei canali analogici < 0..15> mentre il negativo, al piedino
AIGND nel caso RSE o al piedino AISENSE nel caso NRSE. Nella
configurazione differenziale il positivo Ł collegato al canale analogico i
mentre il negativo al canale i+8, quindi in questa situazione i canali analogici
di ingresso si riducono ad 8.
La configurazione utilizzata nelle acquisizioni eseguite Ł la differenziale,
ritenuta piø adatta in quanto il segnale di ingresso che si ha a disposizione
non ha lo stesso riferimento della scheda, si tratta cioŁ di un segnale
flottante ; con questa modalit si riesce inoltre a ridurre notevolmente sia il
rumore di modo comune dovuto alla presenza dell amplificatore operazionale
sia gli errori dovuti al rumore che interessano entrambi i cavi di
collegamento.
La scheda permette di avere due tipi di polarit in ingresso: unipolare e
bipolare. Per unipolare si intende una tensione di ingresso che varia fra 0 e
14
Vref dove Vref Ł una tensione positiva, mentre per bipolare si intende una
tensione che varia fra -Vref e Vref. In particolare nell AT-MIO 50, con un
guadagno pari ad 1, si ha Vref=10 V; nel caso unipolare il range di ingresso
quindi Ł di 0 V ÷ 10 V, mentre nel caso bipolare Ł di -10 V ÷ 10 V.
Grazie alla flessibilit del guadagno dell amplificatore operazionale si pu
quindi sfruttare tutto il range del convertitore A/D in modo da avere la
massima risoluzione possibile, intendendo per risoluzione il numero di bit
che il convertitore ADC utilizza per rappresentare il segnale analogico. Sia la
polarit che il guadagno vanno impostati in maniera opportuna, via software,
in relazione al segnale di ingresso che si sta utilizzando, in modo da ottenere
la migliore prestazione della scheda.
Le tabelle 1.3, 1.4 riassumono quanto detto:
guadagno ingresso bipolare ingresso unipolare
1
± 10 V
0:10 V
2
± 5 V
0:5 V
10
± 1 V
0:1 V
100
± 0.1 V
0:0.1 V
Tabella 1.3: Configurazioni del convertitore A/D della scheda AT-MIO-16XE-50
15
configurazione di ingresso guadagno range di ingresso precisione
0:10 V
1
2
10
100
0:10 V
0:5 V
0:1 V
0:100 mV
152.59 µ V
76.29 µ V
15.26 µ V
1.53 µ V
-10:10 V
1
2
10
100
-10:10 V
-5:5 V
-1:1 V
-100:100 mV
305.18 µ V
152.59 µ V
30.52 µ V
3.05 µ V
Tabella 1.4:Cartteristiche della scheda AT-MIO-16XE-50 relative alle varie configurazioni.
Per precisione si intende la minima variazione del segnale in ingresso che fa
variare il bit meno significativo LSB del convertitore A/D (range di
ingresso/2^16, nel caso dell AT-MIO-16XE-50).
Altre caratteristiche molto importanti sono la velocit di campionamento, che
puo raggiungere i 20000 campioni al secondo e l impedenza di ingresso pari
a 20 GΩ con in parallelo 100 pF.
La scheda si presenta come illustrato in figura 1.4:
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