Amplificatore di potenza ad alta efficienza per applicazioni UMTS

Introduzione 2
Questa, tuttavia, è una risorsa limitata e quindi preziosa e costosa. Per questo 
motivo, l’efficienza spettrale è la pietra angolare di tutte le nuove tecnologie 
radiomobili: utilizzando tecniche di modulazione digitale piú efficienti (ma 
anche piú complesse), le nuove tecnologie possono fornire elevate data-rate, 
pur conservando una limitata occupazione di banda. 
Di conseguenza la “sfida tecnologica” si è focalizzata su due principali 
fattori: 
- sul processore in banda base (Digital Signal Processor − DSP), a 
cui è demandato il compito di gestire tutti i servizi aggiuntivi e le 
relative codifiche; ad esso, conseguentemente, sono richieste 
potenze di calcolo maggiori. La potenza di calcolo di un 
processore può misurarsi in vari modi; uno di questi (anche se 
non il piú corretto in assoluto) è il MIPS (Million Instructions Per 
Second)
1
. Agli attuali processori impiegati nei cellulari GSM è 
richiesta una potenza di 10 MIPS; il GPRS/HSCSD ne richiederà 
una di circa 100 MIPS; 1000 MIPS sono richiesti per l’EDGE e 
potenzialmente 10.000 MIPS per l’UMTS/WCDMA
2
. 
Quest'incremento della potenza di calcolo deve avvenire senza 
portare ad un aumento della corrente drenata dalla batteria e ad 
un costo eccessivo dell’IC (Integrated Circuit). 
- Sul transceiver RF; esso è diventato il “collo di bottiglia” dei 
moderni sistemi di comunicazione cellulare. Ciò è in parte 
dovuto al fatto che tutta la sezione RF risente del progresso nella 
tecnica dei circuiti integrati in misura meno sensibile di quanto 
non accada nel digitale.  
                                                 
1
 John L. Hennessy, David A. Patterson, Computer Architecture a Quantitative Approach, second 
edition, Morgan Kaufmann Publishers Inc., 1996 San Francisco, California (US). 
2
 Raj Desai, Playing the 3G Power Game, Microsemi Corporation (http://www.microsemi.com). 
Introduzione 3
Il lavoro di tesi copre questo secondo aspetto ed, in particolare, si 
occupa dell’amplificatore di potenza (Power Amplifier − PA). 
Il compito di un PA è di amplificare il segnale prima di trasmetterlo e, 
poiché sono richieste potenze relativamente alte, esso assorbe molta potenza. 
Dato che i rimanenti circuiti elettronici in un telefono cellulare operano con 
livelli di potenza ben piú piccoli, l’efficienza totale del sistema è, 
sostanzialmente, determinata dall’efficienza del PA in trasmissione. 
Per limitare questo problema sono stati finora utilizzati PA non lineari 
ad alta efficienza; ciò è stato possibile perché le modulazioni utilizzate non 
presentano rilevanti requisiti di linearità (si parla di segnali ad inviluppo 
costante). Purtroppo, l’utilizzo di codifiche di sorgente spettralmente 
efficienti porta a segnali ad inviluppo variabile ed è, dunque, richiesto un 
amplificatore di potenza lineare in modo da limitare il clipping dei picchi 
dell’inviluppo del segnale. Il requisito di linearità ha un importante impatto 
nella progettazione dell’amplificatore di potenza: essa, infatti, contrasta 
inevitabilmente con la specifica di efficienza. L’attuale panorama tecnologico 
nell’ambito della progettazione di PA mostra il predominio incontrastato di 
tecnologie costose (Arseniuro di Gallio − GaAs −, Fosfuro di Indio-Gallio − 
InGaP −) sia per quel che riguarda PA per applicazioni non lineari che 
lineari.  
Questo lavoro di tesi ha come fine proprio il progetto di un PA in 
tecnologia bipolare al silicio (che è la tecnologia in assoluto piú consolidata e 
quindi meno costosa) in grado di soddisfare le specifiche imposte dallo 
standard UMTS UTRA/FDD. 
 
Prima di presentare il progetto del PA (capitolo 2), è necessario 
approfondire, brevemente, i concetti riguardanti i diversi schemi di 
modulazione, i parametri di merito di un PA e le tecniche di linearizzazione 
(capitolo 1). Il capitolo 3, tratta, in maniera sommaria, quelli che potrebbero 
Introduzione 4
essere gli sviluppi futuri dell’attività di progetto. L’appendice I contiene 
alcune tabelle che permettono il confronto delle prestazioni del PA 
progettato con quelle d’alcuni prodotti commerciali. Infine, l’appendice II 
contiene una breve storia dello sviluppo dei sistemi radiomobili, dalla prima 
alla terza generazione. 
 
L’ambiente di simulazione utilizzato è l’Agilent Advanced Design System 
(ADS), al quale è dedicato un paragrafo (1.6) in cui si descrivono le 
potenzialità di cui esso dispone. 
Il layout è stato realizzato mediante Virtuoso (Cadence) e la successiva 
estrazione dei parassiti è avvenuta per mezzo del simulatore 
elettromagnetico 2D Momentum dell’Agilent. 
 5
Capitolo  1 
Elementi di teoria 
« Any sufficiently advanced technology is indistinguishable from magic. » 
−Arthur C. Clark, 
father of satellite communication  
and author of “2001 A Space Odyssey”. 
 
 
Scopo di questo capitolo è di offrire le premesse necessarie all’attività di 
ricerca e di progetto sviluppata nei due capitoli successivi. Vi trovano posto 
una serie d’argomenti che, sebbene apparentemente slegati tra loro, 
costituiscono il bagaglio necessario, o semplicemente utile, di conoscenze per 
una buona progettazione. 
Si procederà a: 
1. approfondire il tipo di segnali su cui il PA dovrà lavorare 
(paragrafo 1.1); 
2. comprendere la struttura del trasmettitore (paragrafo 1.2); 
3. comprendere la funzione dell’amplificatore di potenza, 
descrivendone le principali figure di merito ed evidenziandole 
problematiche di maggior rilievo (paragrafo 1.3); 
4. ricavare le specifiche di progetto (paragrafo 1.4); 
5. evidenziare le principali caratteristiche della tecnologia bipolare 
utilizzata (paragrafo 1.5). 
Capitolo  1.  Elementi di teoria 6
1.1 Lo standard UMTS UTRA/FDD 
L’idea cardine dello standard UMTS
1
 (Universal Mobile 
Telecommunications System) è racchiusa tutta nella prima lettera dell’acronimo 
(U, Universal): 
1. universale, perché permette, indifferentemente, il trasferimento 
di voce e dati; 
2. universale, giacché prevede un sistema di roaming 
internazionale; 
3. universale, perché pensato per fornire servizi sia attraverso reti 
terrestri sia satellitari (attraverso satelliti LEO − Low Earth Orbit). 
Il 3GPP ha sviluppato due standard UMTS Terrestrial Radio Access 
(UTRA):  
1. UTRA Frequency Division Duplex (FDD) 
2. UTRA Time Division Duplex (TDD) 
La tecnica d’accesso, in entrambi i casi, è a divisione di codice 
(CDMA). Piú precisamente si parla di Wide-band CDMA (WCDMA) per 
distinguerla dai sistemi d’accesso CDMA a banda stretta di seconda 
generazione (2G): si utilizza una banda di 5 MHz (che permette di 
utilizzare una frequenza di chip di 3.84 Mcps) contro 1.25 MHz dello 
standard IS-95 (chip rate di 1.2288 Mcps). La scelta è caduta su tale tecnica 
d’accesso poiché è la piú efficiente: sia la TDMA sia la FDMA danno 
luogo ad un utilizzo sub-ottimale delle capacità di sistema. Nella FDMA 
vi è una banda di frequenze sprecata tra i diversi i canali (banda di 
guardia); nella TDMA si spreca tempo tra due canali, i quali devono 
essere opportunamente distanziati (nel tempo) per premetterne la 
separazione. Un accesso a divisione di codice, invece, massimizza le 
                                                 
1
 Per maggiori dettagli si rimanda oltre che allo standard (cfr. riferimenti bibliografici delle 
pagine successive)  anche a [17], [18], [19], [31], [32], [33]. 
Capitolo  1.  Elementi di teoria 7
capacità del sistema poiché ciascun utente utilizza l’intera banda di 
frequenze e per tutta la durata della comunicazione: non si ha dunque né 
spreco di frequenze né di tempo. Per rendere possibile ciò si moltiplica la 
bit-stream che costituisce l’informazione da trasmettere per una sequenza 
numerica pseudocasusale ad alta frequenza di cifra (chip sequence). Si 
ottiene, in questo modo, un segnale il cui spettro è molto piú ampio dello 
spettro originario
2
 e, conseguentemente, la sua densità spettrale di 
potenza (Power Spectral Density − PSD) è proporzionalmente ridotta. Da 
ciò deriva il nome di spread-spectrum anche dato a questa tecnica 
d’accesso. L’effetto del segnale trasmesso da un altro utente è 
semplicemente di aumentare il fondo di rumore nel canale corrente. 
Il de-spreading del segnale alla stazione radiobase (Base Station − BS) 
può avvenire solo moltiplicando il segnale ricevuto per la stessa sequenza 
utilizzata in trasmissione. 
L’utilizzo di un accesso di tipo CDMA comporta, però, un grande 
ostacolo: la capacità massima si ottiene quando tutti gli utenti sono 
ricevuti dalla BS (Base Station) con la stessa potenza. 
0
N
E
F
F
C
b
B
C
∝ (1.1)
dove: 
C  indica la capacità del sistema (massimo numero d’utenti 
contemporanei),  
C
F  il chip-rate, 
B
F  il bit-rate della sorgente, 
0
N
E
b
 è il rapporto energia per bit, densità spettrale di potenza di 
                                                 
2
 Il segnale prodotto ha la stessa frequenza di cifra della sequenza di chip. 
Capitolo  1.  Elementi di teoria 8
rumore. 
È dunque necessario un controllo rigoroso della potenza in trasmissione 
(ottenuto utilizzando sia tecniche ad anello aperto sia ad anello chiuso)
3
. 
La sostanziale differenza tra UTRA/FDD e UTRA/TDD è che 
quest’ultima include un ulteriore accesso a divisione di tempo (TDMA). 
Si è focalizzata l’attenzione sull’UTRA/FDD poiché è il principale 
candidato per future implementazioni. 
Lo standard prevede un’architettura basata su tre punti: il terminale 
mobile (User Equipment − UE), la rete d’accesso terrestre (UMTS Terrestrial 
Radio Access Network − UTRAN) e la rete centrale (Core Network). 
 
1.1.1 UTRA/FDD physical layer 
Le bande di frequenza previste dallo standard UTRA/FDD sono le 
seguenti [20]: 
a. 1920÷1980 MHz per la trasmissione up-link (UE verso BS); 
b. 2110÷2170 MHz per la trasmissione down-link (BS verso UE). 
Ciascun canale ha una larghezza di 5 MHz (per un totale di 12 canali) 
ed una chip-rate di 3.84 Mcps. 
 
Fig. 1.1. Bande di frequenza per l’UTRA/FDD. 
                                                 
3
 Per l’UMTS il power control cycle è di soli 625 µs. 
Capitolo  1.  Elementi di teoria 9
Fukasawa ha dimostrato che la capacità d’ogni canale da 5 MHz è pari a 
82 utenti [18]. 
Tutte le specifiche che verranno di seguito esposte sono da intendersi 
misurate ponendo in ingresso al trasmettitore un segnale di riferimento che 
prende il nome di UL reference measurement channel 12.2 kbps. 
 
Esistono quattro classi di potenza in trasmissione per UE: 
 
Power Class Maximum Output Power Tolerance 
1 +33 dBm +1/−3 dB 
2 +27 dBm +1/−3 dB 
3 +24 dBm +1/−3 dB 
4 +21 dBm ±2 dB 
Tab. 1.1. UE TX power class. 
Si prevede che la piú diffusa delle quattro classi sarà la classe 3. Per tale 
classe è stata effettuata la progettazione del PA. 
 
È presumibile che i Service Provider inizieranno con l’offrire servizi 
combinati voce e dati a 144 kbps con la stessa copertura. Da studi condotti 
dall’ARIB
4
 si ricava che, a parità di copertura, la trasmissione vocale (8 kbps) 
richiede una potenza in trasmissione dall’UE mediamente 8.7 dB piú bassa 
che quella richiesta dalla trasmissione dati [38]. 
 
La minima potenza in trasmissione è di −50 dBm, segue che è richiesta 
una dinamica di potenza in trasmissione di circa 80 dB. 
 
Nel caso in cui il trasmettitore sia spento, è necessario che non si abbia 
una potenza in trasmissione (transmit OFF power) superiore a −56 dBm. 
Tutte le potenze cui si è accennato vanno misurate all’uscita di un filtro 
                                                 
4
 Association of Radio Industries and Business, l’organismo di standardizzazione giapponese. 
Capitolo  1.  Elementi di teoria 10
radice di coseno rialzato (root raised cosine − RRC) con coefficiente di roll-off di 
0.22 e banda pari alla chip-rate
5
. 
 
Il tempo d’accensione e spegnimento del trasmettitore deve essere 
inferiore a 25 µs. 
 
Per quel che riguarda le specifiche di linearità, lo standard richiede per 
l’intero trasmettitore un ACPR (Adjacent Channel Power Ratio)
6
 di −33 dBc ad 
un offset di frequenza di ±5Mhz (adjacent channel) e di −43 dBc ad un offset di 
frequenza di ±10 MHz (alternate channel). In sostanza l’ACPR quantifica la 
quota parte di potenza che, a causa delle non linearità del trasmettitore, è 
riversata sui canali adiacenti quello da trasmettere, creando cosí 
un’interferenza. La specifica sul canale adiacente è in genere la piú limitante 
nella progettazione del PA. Lo standard prevede che l’ACPR sia calcolato 
dopo aver filtrato sia il canale in trasmissione sia quello adiacente con un 
filtro radice di coseno rialzato (RRC) con un coefficiente di roll-off di 0.22 e 
una banda pari alla chip-rate; ciò al fine di tenere in considerazione il 
filtraggio effettuato dal ricevitore. 
 
Un’ulteriore specifica dello standard riguarda gli effetti che le 
non-linearità hanno all’interno dello stesso canale (e non su canali adiacenti). 
Quantitativamente il fenomeno è descritto dall’EVM, Error Vector Magnitude. 
Per il WCDMA è previsto un EVM massimo del 17.5%. 
Fortunatamente questa specifica è molto meno stringente dell’ACPR e 
può essere trascurata in fase di progetto, salvo una verifica finale. 
                                                 
5
 Per il segnale WCDMA perfettamente modulato la potenza media ottenuta dopo il 
filtraggio RRC è piú bassa di 0.246 dB rispetto alla stessa potenza media non filtrata. 
6
 Nello standard si fa riferimento a questa quantità con l’acronimo ACLR (Adjacent Channel 
Leakage power Ratio). 
Capitolo  1.  Elementi di teoria 11
 
Fig. 1.2. Error Vector Magnitude (EVM). 
L’EVM rappresenta l’errore quadratico medio tra il vettore che descrive 
la costellazione ideale (quella che si desidererebbe avere in uscita) ed il 
vettore che descrive la costellazione reale (quella che si ha effettivamente in 
uscita al trasmettitore). 
 
1.1.2 UTRA/FDD Spreading and Modulation
7
 
Esistono molti schemi di modulazione digitale, i quali differiscono tra 
loro per efficienza spettrale, rapporto segnale rumore, probabilità d’errore, 
complessità e costo del sistema radiotrasmittente. La scelta di un particolare 
schema di modulazione, influenza notevolmente il progetto del PA. Gli 
schemi di modulazione ad inviluppo costante sono immuni dalle distorsioni 
introdotte dal PA. Ciò giustifica la scelta, da parte del progettista, di far 
lavorare il PA nella regione saturata della caratteristica 
outin
PvsP . , proprio 
perché le esigenze di linearità sono basse. In questo modo si riescono ad 
ottenere alte efficienze. Gli schemi di modulazione ad inviluppo costante 
hanno tuttavia una piú bassa efficienza spettrale rispetto agli schemi ad 
                                                 
7
 3GPP TS 25.213 version 5.0.0, release 5. 
Capitolo  1.  Elementi di teoria 12
inviluppo variabile. Questi ultimi risentono però delle distorsioni introdotte 
dal PA e, quindi, richiedono PA piú lineari e, di conseguenza, meno 
efficienti. 
Da queste considerazioni nasce l’esigenza di approfondire la 
conoscenza del tipo di segnali che il PA dovrà amplificare. 
La successiva figura mostra lo schema base della generazione del 
segnale WCDMA (spreading and modulation). Questo segnale è anche noto col 
nome di Hybrid Phase Shift Keying (HPSK) [23]. 
 
Fig. 1.3. WCDMA uplink spreading and 
modulation. 
Si è scelto questo schema di modulazione poiché è stato dimostrato che 
riduce, rispetto a tutti gli altri schemi di modulazione ad elevata efficienza 
spettrale, il rapporto potenza-di-picco/potenza-media (rendendo piú 
semplice il progetto del PA) [37], [38], [50]. 
Si distinguono i canali dedicati al trasferimento dei dati (DPDCHs − 
Dedicated Physical Data Channels) ed il canale dedicato al trasferimento delle 
Capitolo  1.  Elementi di teoria 13
informazioni di controllo (DPCCH − Dedicated Physical Control Channel − 
DPCCH). Si possono trasmettere fino a sei DPDCHs ed un solo DPCCH. 
L’operazione di spreading si divide in due parti. La prima, chiamata 
channelization, trasforma ogni simbolo di sorgente (data symbol) in un dato 
numero di chips, incrementando cosí la banda del segnale. Il numero di chips 
per data-symbol è chiamato spreading factor (SF). La seconda, chiamata 
scrambling, codifica il segnale ottenuto dalla precedente per mezzo dello 
scrambling-code. 
Dopo l’operazione di channelization, i segnali a banda larga cosí ottenuti 
sono pesati attraverso un fattore di guadagno per essere poi sommati in 
modo da ottenere una sequenza di chips complessa. Successivamente, su tale 
segnale è effettuata l’operazione di scrambling per mezzo della sequenza di 
scrambling S, che può essere di due tipi: short scrambling code e long 
scrambling code. 
 
La sequenza complessa cosí ottenuta, dopo essere stata scomposta in 
parte reale e parte immaginaria, è sottoposta ad un pulse-shaping (al fine di 
limitare la banda del segnale entro i 5 MHz) per mezzo di un filtro avente 
una funzione di trasferimento tipo radice di coseno rialzato (Root Raised 
Cosine − RRC): 
() ()














+⋅














−






+⋅+






⋅−
=
CCC
CCC
RRC
T
t
T
t
T
t
T
t
T
t
T
t
th
ααπ
απααπ
4141
1cos41sin
)(  (1.2) 
dove: 
α  è il coefficiente di roll-off pari a 0.22; 
C
C
F
T
1
= , essendo 
C
F  il chip-rate (3.84 MHz). 
Capitolo  1.  Elementi di teoria 14
 
Fig. 1.4. Risposta all’impulso del filtro RRC 
(ritardata di un tempo pari a 4 T
C
). 
La funzione di trasferimento (f.d.t.) è: 
 
()
()
()
() ()
()











⋅+>
⋅+≤<⋅−


























−
−⋅+⋅
⋅−≤
=
2
10
2
1
2
1
2
1
cos1
2
1
2
11
C
CC
C
C
RRC
F
fper
F
f
F
per
F
f
F
fper
fH
α
αα
α
α
π
α
 (1.3) 
Capitolo  1.  Elementi di teoria 15
 
Fig. 1.5. F.d.t. del filtro RRC. 
Dopo il filtraggio RRC, le due sequenze (parte reale e parte 
immaginaria) vengono modulate secondo uno schema QPSK. Si ottiene cosí 
un canale di circa 5 Mhz all’interno dalla banda 1920÷1980 MHz, riservata 
dallo standard all’up-link. 
Piú precisamente la banda del canale è: 
( ) MHzFB
C
6848.41 =+⋅= α (1.4)
 
È importante osservare che, in linea di principio, un segnale modulato 
QPSK è ad inviluppo costante; è il successivo filtraggio RRC a renderlo ad 
inviluppo variabile (vedi anche le seguenti figure). Se, da un lato, il filtraggio 
RRC limita la banda del segnale e quindi riduce l’interferenza tra canali 
(interchannel interference), dall’altro produce uno spreading del segnale nel 
tempo e comporta, quindi, un aumento dell’interferenza intersimbolica 
(InterSymbol Interference − ISI).